毫米波双通带基片集成波导滤波器设计
发布时间：2021-07-12 21:06
提出了一种新型毫米波双通带基片集成波导（SIW）滤波器,该滤波器由双模基片集成波导和双模带线谐振器构成。其中双模带线谐振器嵌入到双模基片集成波导谐振腔中,不占据额外的电路面积,利用双模带线谐振器的TEM模和双模基片集成波导谐振腔的两个简并模式TE102、TE201,可分别形成两个相互独立的通带,因此该滤波器的设计具有很大的灵活性。所设计的双通带滤波器具有三个传输零点,实现了良好的带外抑制和带间隔离度。该双通带滤波器工作于28.4GHz和32.2GHz, 3dB带宽分别为2%和3%。最终的测试结果和仿真结果相吻合,证明了该设计方法的可靠性。
【文章来源】：微波学报. 2020,36(02)北大核心CSCD
【文章页数】：5 页
【部分图文】：
混合基片集成波导俯视图和侧视图
为研究所提双通带滤波器的传输特性,对该结构进行电磁仿真,其中双模带线谐振器采用弱耦合(S=0.15 mm),图4(a)所示模型其它参数如下:W50=1.9,W1=1.7, L1=1,T=1.76,D1=0.4,D2=0.4,D3=0.7,L2=3.4,P=0.7,W2=0.2,W11=0.2,L11=3,L33=0.5,W22=0.9,L=7,W4=6,W3=2.8;单位都是mm。图5给出了该双通带滤波器传输系数S21随着双模带线谐振器加载枝节长度L22的变化曲线,可以看出,随着L22的增大,双模带线的偶模频率feven 往下频带移动,奇模频率fodd和上通带几乎保持不变,从而可以从侧面证实两个通带设计的独立性。除此之外,从图中可以看出,当偶模频率大于奇模频率时(L22=0.5 mm),滤波器的带外抑制非常差;当偶模频率小于奇模频率时(L22=0.68mm),在下通带的下阻带和上阻带分别引入了额外的传输零点TZ1和TZ2,这是由于本文提出的滤波器存在4条耦合路径,根据信号的多路径传输原理,当不同路径上的传输信号在某一个频点幅度相同相位相反时,可以产生传输零点。 改变加载枝节的长度L22,主要影响带线谐振器偶模的频率和相位,当feven<fodd时,有更多的耦合路径满足多路径耦合产生传输零点的条件,因此在下通带的两侧各引入了一个传输零点。此外,由上文分析可知,上通带右侧的传输零点TZ3是通过TE102和TE201模式交叉耦合产生的。所设计的两个通带的耦合系数可由式(5)计算:
为了验证设计方法的正确性,基于多层PCB工艺,加工了本文所提滤波器,图7所示为加工实物图,其尺寸为11 mm×10 mm (不包括输入输出端口),即1.4λg×1.28λg,其中,λg是28.4 GHz处的波导波长。用Agilent N5251A矢量网络分析仪测试了该滤波器的S参数,图8所示为其仿真与测试S参数曲线图,可以看出,测试结果和仿真结果相吻合。下通带和上通带测量的最小带内插损为2 dB和1.5 dB,通带内的回波损耗要优于20 dB和26 dB。除此之外,三个传输零点位于28 GHz、30 GHz 和33 GHz,由于传输零点的引入,两个通带之间的隔离度要优于40 dB,这表明该滤波器能够更好地抑制通带间干扰。由于加工误差和测试接头有一定插损,测试结果和仿真结果存在一定偏差。尽管如此,该设计仍然体现了较好的频率选择性与带外抑制性。图8 滤波器仿真及测试结果
【参考文献】：
期刊论文
[1]E型可调多枝节SIR双通带滤波器[J]. 吴奕霖,王新怀. 微波学报. 2016(S1)
本文编号：3280661
【文章来源】：微波学报. 2020,36(02)北大核心CSCD
【文章页数】：5 页
【部分图文】：
混合基片集成波导俯视图和侧视图
为研究所提双通带滤波器的传输特性,对该结构进行电磁仿真,其中双模带线谐振器采用弱耦合(S=0.15 mm),图4(a)所示模型其它参数如下:W50=1.9,W1=1.7, L1=1,T=1.76,D1=0.4,D2=0.4,D3=0.7,L2=3.4,P=0.7,W2=0.2,W11=0.2,L11=3,L33=0.5,W22=0.9,L=7,W4=6,W3=2.8;单位都是mm。图5给出了该双通带滤波器传输系数S21随着双模带线谐振器加载枝节长度L22的变化曲线,可以看出,随着L22的增大,双模带线的偶模频率feven 往下频带移动,奇模频率fodd和上通带几乎保持不变,从而可以从侧面证实两个通带设计的独立性。除此之外,从图中可以看出,当偶模频率大于奇模频率时(L22=0.5 mm),滤波器的带外抑制非常差;当偶模频率小于奇模频率时(L22=0.68mm),在下通带的下阻带和上阻带分别引入了额外的传输零点TZ1和TZ2,这是由于本文提出的滤波器存在4条耦合路径,根据信号的多路径传输原理,当不同路径上的传输信号在某一个频点幅度相同相位相反时,可以产生传输零点。 改变加载枝节的长度L22,主要影响带线谐振器偶模的频率和相位,当feven<fodd时,有更多的耦合路径满足多路径耦合产生传输零点的条件,因此在下通带的两侧各引入了一个传输零点。此外,由上文分析可知,上通带右侧的传输零点TZ3是通过TE102和TE201模式交叉耦合产生的。所设计的两个通带的耦合系数可由式(5)计算:
为了验证设计方法的正确性,基于多层PCB工艺,加工了本文所提滤波器,图7所示为加工实物图,其尺寸为11 mm×10 mm (不包括输入输出端口),即1.4λg×1.28λg,其中,λg是28.4 GHz处的波导波长。用Agilent N5251A矢量网络分析仪测试了该滤波器的S参数,图8所示为其仿真与测试S参数曲线图,可以看出,测试结果和仿真结果相吻合。下通带和上通带测量的最小带内插损为2 dB和1.5 dB,通带内的回波损耗要优于20 dB和26 dB。除此之外,三个传输零点位于28 GHz、30 GHz 和33 GHz,由于传输零点的引入,两个通带之间的隔离度要优于40 dB,这表明该滤波器能够更好地抑制通带间干扰。由于加工误差和测试接头有一定插损,测试结果和仿真结果存在一定偏差。尽管如此,该设计仍然体现了较好的频率选择性与带外抑制性。图8 滤波器仿真及测试结果
【参考文献】：
期刊论文
[1]E型可调多枝节SIR双通带滤波器[J]. 吴奕霖,王新怀. 微波学报. 2016(S1)
本文编号：3280661
本文链接：https://www.wllwen.com/kejilunwen/dianzigongchenglunwen/3280661.html
